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PWM模式升压转换器的降压转换概念

摘要：即使在输入电压超过输出电压情况下，我们仍可用新型的区域高效方法来调节升压转换器的输出，我们在此介绍的就是这种方法。我们不用 LDO 就可实现下降转换 (down conversion)，而且不像 SEPIC 或其他非反相升降压转换器那样，需要额外的电感线圈及电容器。此概念建立在 PMOS 类型同步整流器的背栅 (back-gate) 控制基础之上，可避免电路在所谓"下降模式"下工作时的基底二极管正向偏汽车配件实验机全数字放大、收集置。转换器采用 10 引脚的 MSOP 封装，只需要一个外部电感器与电容器。输出电压调节范围在 1.8V 至 5.5V 之间，输出电流最大可达 200mA。在持续升压模式下工作时，效率超过 85%，而且可上升至 95%。在下降模式中，效率通常在 55% 至 75% 之间。我们实施可选的节电或节电模式，则可提高轻负载的效率。

引言

目前的电池供电便携式电子产品需要高效的电源解决方案，以满足高度集成的系统延长电池寿命并降低散热问题的要求 [5]、[4]、[1]。另一方面，对于一个或多个电池提供的大范围输入电压，电源的输出电压应保持恒定。

测速电机例如，我们假定双节碱性电池、NiCd 电池或 NiMH 电池供电的系统所需的电源电压为 2.8V，通常一节新的碱性电池可提供 1.6V 至 1.65V 的电压，两节串联时则可提供 3.3V 的电压。图 1 显示了两节碱性电池串霍州联在升压转换器电路输入随着科学技术的发展处无负载以及阻性负载约为 33Ω 时的放电情况，至少在 90% 的寿命中，电池电压都低于 2.8V。在此区域中，升压转换器将是最佳选择。但由于新电池提供高达 3.3V 的较高电压，因此我们在此情况下用标准的升压转换器无法生成正确的输出电压。

生成所需的 2.8V 输出电压的一种可能方法就是采用类似 SEPIC 或 Cuk 转换器的升降压转换器 [2]、[3]，它可提供降压转换，直到电池放电至每节 1.5V 的额定电压为止，然后再进行升压转换，直到电池放电达到转换器可接受的最低输入工作电压为止。上述电路的主要缺点在于，至少需要两个电感线圈及一个额外的电容器。

升降压转换器的输出功率计算如下：

其中，IL,Peak 是电感峰值电流，而 Vpeak=Vout+Vin，D 为占空比。在 D=0.5 且 Vout=Vin 时最大输出功率 Pout=Pout,max。对升压转换器而言，输出功率计算如下：

在 D=1 且 Vout=Vin 时 Pout=Pout,max。从方程式 (1) 与 (2) 中，我们可以得出对于升压转换器 Pout,max=IL,PeakVpeak，而对于升降压转换器 Pout,max=0.25IL,PeakVpeak。这就是说，对于限制因素 IL,Peak 与 Vpeak 值相同的情况而言，升降压转换器只能提供升压转换器最大输出功率的四分之一。

另一种方法就是采用带有前 (preceeding) 升压转换器级的低压降稳压器 (LDO)，它为 LDO 提供的输入电压超过所需的 LDO 输出电压（本例中为 2.8V），超出值至少为整个电池寿命中的下降电压。一旦电池电压降至低于 2.8V，则简单的升压转换器将是更为有效的解决方案。

本文提出了升压转换器的一种概念，即使在输入电压高于输出电压时也能将输出电压调节至其额定值。我们通过同步整流器与占空比的具体控制来实现这一点，而且既不需要额外的电感器或电容器，也不需要 LDO。

本文的结构如下：第二节介绍电路结构及不同的操作模式，第三节介绍控制策略，第四节介绍芯片实施测量的结果，最后第五节则作出一些结论性评述。

电路结构

图 2 给出了升压转换器的电路结构。芯片上的集成部分（虚线框内）包括带有同步整流器的升压转换器标准拓扑，以及 MOS 开关的背栅控制与电压模式控制单元。

对于同步整流器，我们采用了低损耗 PMOS 晶体管。PMOS 的背栅可在 Vout 与 SW 节点间切换。启动时 Vin≥Vout，背栅连接至 SW 节点，而 PMO胶带机械S 则作为电流源为 Cout 充电，使 Cout 约等于 Vin。让 Vout,nom 达到额定输出电压，如果 Vin≤Vout,nom，则转换器切换为升压模式，否则 Vin≥Vout,nom，电路将在降压模式下工作。

A. 升压模式

在升压模式中，PMOS 开关的背栅连接至 Vout。PMOS 栅在 Vout 与 0V 之间切换，当 NMOS 接通 (ton) 时切换到 Vout，当 NMOS 关闭 (toff) 时切换到 0V。我们假定交换开关是理想的，那么升压转换器占空比的一般计算方程式则为：

图 3 显示了升压模式的等价电路，升压转男装衬衫换器的平均电感电流为：

如果最低电感电流如图 4 所示刚好达到零，则峰值为：

在此条件下，一个时钟周期内的平均电感电流计算如下：

对较轻负载而言，电感电流可能为负；为了避免一段时间内电流从输出通过 PMOS与电感器流回到 Vin，只要 Vout 在可接受的容限内，电路就开始在节电模式下工作。这就是说，转换器不是在效率较低的不连续模式下工作，而是切换到空闲状态，此时 NMOS 与 PMOS 都不导电，而且为了降低功耗大多数功能块都完全关闭，从而提高了效率。一旦输出电压降至低于预定的容限电平 Vout,low 时，转换器就再次开始工作。从方程式 (4) 及 (6)，我们可得出节电模式的条件：

B. 下降模式

下降模式的条件可简单表述如下：

在启动阶段，只要 Vout 还未达到额定值，下降模式就必须禁用。图 5 显示了下降模式的等价电路。请注意，如果 PMOS 在 NMOS 关闭时像在标准升压模式一样接通，则 SW 处的电压为 Vout，而且在电感器上将出现值为 Vin-Vout 的正向压降，这样，电感器中的电流将上升 ΔIL=L·(Vin-Vout)。这就是说，IL 在 NMOS 开关接通时以及关闭时都会上升，这样 PWM 模式 DC-DC 转换器的"等伏秒 (equal volt-second)"条件被打破。在此情况下，电感器电流会3、电源电压的变化应不超过额定电压的±10%上升，直到 Vout≥Vin 为止。

因此，我们必须保证 PMOS 交换开关在下降模式中始终保持关闭。为了实现这一目的，PMOS 栅如图 5 所示固定为 Vin。如果像升压模式那样通过将栅设置为 Vout 电平从而关闭 PMOS，则一旦 Vin 超过 Vout 的值达到 PMOS 阈值电压 VT,p 时，晶体管就会打开。

在下降模式中，PMOS 的背栅引脚 BG 不能再像上升模式那样接至 Vout，因为背栅二极管会正向偏置为 Vin-Vout>Vd，这里的 Vd 是二极管电压，约等于 0.7V。背栅控制马上将 PMOS 背栅从 Vout 断开，确保背栅二极管不会进行正向偏置。当 NMOS 开关接通下降模式时，PM中科院化学研究所胶体、界面与化学热力学重点实验室刘志敏课题组科研人员在多孔聚合物材料设计合成及其捕集和催化CO2转化方面展开了系统研究OS 的背栅由另一个小 PMOS 器件 (M3) 固定为 Vout。图 6显示了背栅控制电路中切换开关的可能实施情况，它包括两个用作切换开关的 PMOS 晶体管。启动过程中当Vout